来自 科技 2019-12-11 03:19 的文章
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大功率DCDC转换器的EMC和效率优化

  为了满足这些严格的要求,必须设计出一种电感非常低、紧凑布局,以及能够匹配转换器的滤波器。如果考虑EMC,输入和输出线GHz的主要天线。由于现代四开关升降压转换器在输入和输出端都具有高频电流环路,因此必须根据工作模式对输入和输出进行滤波。这可以防止由于

  本应用使用了来自chnology (Analog Devices) 的

  LT3790。其输入电压范围高达60VDC,开关频率可调,可控制四个外部MOSFET,使设计具有高度灵活性。

  利用REDEXPERT在线平台,可以快速、轻松、精确地选择合适的电感。在此案例中,必须先为降压操作输入一次操作参数(V

  在降压操作中,需求一个更大的电感以及一个更小的最大峰值电流 (7.52 µH/5.83 A)。

  在升压操作中,电感减小了,但最大峰值电流会增大 (4.09 µH/7.04 A)。

  使用REDEXPERT选择电感的另一个好处是:可以根据不同器件复杂的交流和直流损耗、产生的器件发热以及它们的明显参数(尺寸、额定电流等),对它们进行比较。

  技术,该器件的RDC极低,尺寸极小,仅15x15x10mm(长/宽/高)。其创新的

  由于流过滤波电容器的脉冲电流较高,并且要确保较低的输出纹波,因此铝聚合物和陶瓷电容器的组合成为最佳选择。一旦最大输入和输出电压纹波设置完成后,可使用以下公式计算所需电容。

  选择的电容:6 x 4.7µF / 50V / X7R = 28.2 µF (WCAP-CSGP 8)

  的直流偏置,得出的值更接近实际,参见图6。结果:必须考虑到输入电压为24V 时电容会减少20%;因此有效容值只有23μF,但已足够。此外,将一个 68μF/35V WCAP-PSLC

  与陶瓷电容器并联使用,串联一个0.22Ω SMD电阻。这有助于转换器的负输入

  与输入滤波器保持稳定(更多信息请参见ANP044)。由于该电容器也会有一定量的高脉冲电流流过,因此

  选择的电容:6 x 4.7 µF / 50 V / X7R = 28.2 µF – 15% 直流偏置 = 24 µF (WCAP-CSGP 8)

  图8:降压-升压转换器的 EMC 优化顶层布局(省略输入和输出滤波器组)。

  1.陶瓷滤波电容器布置紧密,使得高 △l/△t 的输入和输出环路结构非常紧凑。

  2.电路中的敏感的、高阻抗的模拟部分的 AGND 覆铜表面分离且顺滑(仅

  7.大面积覆铜可以作为良好的散热片并提供低 RDC,但不得超过必要的面积,特别是在两个“热”△U/△t 开关节点上,以免形成不必要的天线.PCB 底层布局分析

  图 9:降压-升压转换器的EMC优化底层布局,包括四个功率MOSFET、剩余的滤波电容器、并联电容和续流

  8.在靠近FET的位置布置陶瓷滤波电容器,使得高△l/△t的输入和输出环路结构非常紧凑。

  9.几何形状布局和覆铜表面的使用意味着FET之间以及FET与并联电容之间的连接的阻抗和电感极低。

  10.具反向几何形状的电容分流器,可进一步降低寄生电感;因此,HF电流环路也可减至最小。

  11.由于没有其它大型器件阻碍热传导,因此PCB底面上的半导体可以得到更好的冷却。

  13.大面积覆铜可以作为良好的散热片并提供低RDC,但不得超过必要的面积,特别是在两个“热”△U/△t开关节点上,以免形成不必要的天线.中间层布局分析

  电流馈电和返回路径始终形成尽可能小的环路面积,从而最大限度减少关键EMC环路天线。

  一定量的关键EMC高频噪声HF 在PGND表面转换为热量(涡流效应)并因此被吸收。这种效应会随着PGND和HF相关部件之间的距离减小而增加。

  具有GND电位的过孔围绕PGND边缘以规则的间隔布置。这些可以抵消潜在的边缘辐射。

  选择滤波器器件时,必须能够达到150kHz – 300MHz 的宽带干扰抑制。这应足以抑制预期的传导和辐射EMC干扰。但如果输入或输出处使用的线缆被缩短或省略了,则滤波器也可被简化。

  为满足大多数应用的需要,转换器的干扰不得超出Class B (家用)限值,包括传导 (150kHz – 30MHz) 和辐射 (30MHz – 1GHz) 范围,参见图12 和13。

  鉴于此处需要的电流,除了插入损耗非常重要之外,电感元件还必须具有尽可能低的RDC,从而将效率和自热保持在一个可接受的水平。遗憾的是,低RDC通常意味着需要增大设计尺寸。因此,使用最先进的

  在这里也尤为重要,它们可以在RDC、阻抗和尺寸之间达到完美的平衡。WE-

  器(如 WCAP-ASLI)适合作为电容值为10μF以上的滤波器的电容器件。与上面提到的刻薄电容器不同,此处不会出现高纹波电流(滤波器电感会有效阻止这些电流),因此它们不需要承受高纹波电流。因此,较高的ESR也不是问题,这甚至还有助于保持低的滤波器系数,从而防止其它不必要的振荡。

  图12:不含输入滤波器时的传导干扰测量。果然,尽管布局良好,但干扰超出了B类限值。

  图13:不含输入和输出滤波器时的辐射干扰测量。在大约180MHz 下,干扰和限值之间的差异非常小,这可能会导致后续测量出现问题。其原因是肖特基恢复电流的快速反向恢复时间刺激了寄生 LC 谐振。

  图15 显示了输入和输出滤波器的结构(共模和差模)。图16 显示了该滤波器在EMC相关频率范围内对差模插入阻尼的仿线:三种不同频率范围的滤波器元件框图。

  图15:输入和输出滤波器组差模插入阻尼的LTSpice仿真(仅漏感与CMC相关)。

  图16:仿真差模插入衰减与两个滤波器组的寄生特性。最高 500MHz 下,可实现超过80dB的插入损耗。

  在较宽的频率范围内(此案例为150kHz至300MHz)尽可能达到最大共模阻抗。

  2.内层中的PGND覆铜表面仅与滤波器的两个铝电解电容器连接。滤波器组下没有覆铜,即便中间层也是如此。这可以避免电流耦合,否则会降低滤波电容器的抑制效果。

  图17:使用的两个WE-UCF共模电感的共模和差模阻抗曲线.设计T型滤波器时,尽可能消除三个器件内不必要的电容和电感耦合。

  元器件的最高温度低于64°C,这为更高的环境温度提供了足够的余量,同时器件上受到的压力也比较低。同样效率也非常高,特别是考虑到这会影响所有过滤器器件。

  尽管具有精细的布局以及合适的有源和无源器件,但此案例中苛刻的规格要求(如长

  、缺少屏蔽等)意味着如果不额外加装滤波器,就无法符合Class B标准。但是,由于这一问题在意料之中,可以从一开始就设计合适的滤波器。因此,本文档设计了一款灵活、高效且符合B类标准的100W降压-升压转换器。为使电路板更加紧凑,可将两个滤波器组旋转90°或布置在PCB底面。借助如REDEXPERT和LTSpice等设计和仿真软件,可以快速、低成本地得出结果。

  图21:含上述输入滤波器时的传导干扰。在整个测量范围内,平均和准峰值干扰均未超出规定限值。

  图22:含上述输入和输出滤波器时的辐射干扰。在整个测量范围内,干扰均未超出规定限值(水平和垂直)。

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